學習園地

     傳輸線觸波(Transmission Line Pulsing, TLP)技術從文獻中發現，自1986年首先被Intel的T.J. Molony博士應用來量測元件在短觸波下的電流及電壓特性(I-V Characteristics)。其量測原理、方法及應用也一一被揭露，到了近幾年幾乎成為了業界評斷靜電放電防護產品對於系統產品之防護能力描述的標準之一。然而在訂定標準的過程中，卻有許多數據的迷失，經常造成提供元件的廠家或是系統廠的使用者，利用一些不平等的數據來做為打擊競爭對手的工具。為了解決此紛爭，本文在此將深入研究傳輸線觸波的產生機制及量測方法所演生的問題，做一深入的探討。其中之一特別是傳輸線觸波到底是什麼性質的波？以簡單的比喻，電磁波就像大河中或大海中的浪花一樣，而電荷的移動就如水的實際移動。在平坦的河道或海洋上，浪花往岸邊拍打、往前進時，河上或海上的船並不會馬上就往岸邊跑或往前進，也就是在船附近的水並不會馬上往岸上移動或往前移動，岸邊看到的浪花只是影響到岸邊的水位高低而已。除非岸邊就是懸涯，在岸邊高於懸涯地形的水才會掉下去。傳輸線觸波就是電磁波，它只是在河水中掀起的一波巨大漣漪，它主要是影響到待測物端電位的高低，對其產生的原理本文將會做詳細地論述。此外，在更進一步研究，將探討對傳輸線觸波注入元件後，對元件特性的本質到底有什麼變化。要深入了解，則必須從固態物理(Solid-State Physics)理論的能帶(Energy Band)觀點開始切入。看到這些名詞感覺好像很難，但其實可以很簡單地比喻：對電子(Electron)而言，電子的特性就像水一樣。而電子在任何材料中移動時，電子就好像看到了一個我們看不見的地形地貌存在那裡。這個地形地貌，就是由導電能帶(Condition Band)構成的能位面。大地是充滿電子的大海，而對電子有一個海平面叫做費米能階(Fermi Level)。材料的導電能帶低於海平面，就會充滿了任意移動的電子，就像金屬即是此類材類。而高於海平面的河道，有可能是半導體材料等，就看山上是否有湖泊或是雨水，就是是否有外加電源，或是遇到靜電放電，或是雷擊浪湧。而與大地不同的是，能位面它是彈性的，地形地貌會受到外來的電壓拉扯而產生變化，甚至彈跳。所謂的絕緣材料可能就像高地或高山一般，但高地中一樣會有地勢低窪的地方，它也會積水、會形成湖泊的。但是一旦積水滿出來時，或地動山搖時，這些水還是會到處流動，只是比較難預期它要往那裡流動而已，除非對材料各位置的特性分析夠清楚，或許有機會預測。當然還有所謂的壓電材料，它就像一個人工建築的水壩，可以儲水及調節洩洪。電子的移動就如水流一樣，在變化的地形地貌中移動，形成不同的電流特性。因此，想要對以上的現象做再深入的研究，對於徹底了解傳輸線觸波產生器所量測到的電流及電壓特性所呈現的物理意義，到如何在積體電路晶片或電子系統中設計有效的靜電放電防護，本文將會做了更深入的闡述。

     傳輸線觸波產生器量測設備的示意圖就如 Fig. 1 所示。主要分成四個部份：極化終止(Polarized Termination)區、傳輸線(Transmission Line)區、觸波產生控制(Control)區，及待測元件量測系統(Device Under Test and Measure System)。傳輸線可以使用最一般50歐姆(Ohm, Ω)特性阻抗的同軸電纜，例如RG58線。電磁波在其中行進時的速度可以到達2x10⁸ m/sec。因此一條10米的同軸電纜，電磁波在其中來回走一次，需要的時間就是100奈秒(Nano Second, ns)。當傳輸線的一端有電壓變化時，電磁波就會先於電荷的移動開始前進。在某一節點上，傳播的電磁波之電壓高低就是它的電壓變化，節點電壓由原來位準變小時，就是有一個負值的電磁波在傳送；當電壓位準變大時，就是有一個正值的電磁波在傳送。當電磁波傳遞時遇到一個阻抗有差異的節點，就會產生一個反射係數(Γ)的反射波回傳，並與原來行進的電磁波做疊加(superposition)，疊加後的節點電壓(V')就變成V'=V0+Vt(1+Γ)，其中V0為原來傳輸線上的電位，Vt為行進的電磁傳輸波電壓的大小。以初始開關切換開始，由於要滿足自然界的連續性電場，即物質不滅定律，它會以正值1/2的初始電壓往待測元件傳送，以負值1／2的初始電壓往極化終止區傳送。而如果介質不變時，入射波依然繼續前進。欲了解傳輸線觸波的產生，就更會有興趣於反射波的產生特性，電磁波的反射係數與所遇到變化的物質阻抗特性有關，反射係數的式子為：

這個式子如何得到，有興趣的讀者可以到電磁學的書籍中，對傳輸線行進電磁波的理論進一步了解，在此將只針對它的應用探討。其中Rd為節點所看到變化物質的阻抗，或是所謂的負載阻抗，R0則為傳輸線的特性阻抗。當負載阻抗為0時，即短路(Short)時，傳輸線上的傳輸電磁波會疊加變為0，即終止傳輸的電磁波；當負載阻抗為R0時，傳輸線上的傳輸電磁波電壓不會改變；而當負載阻抗為開路(Open)或遠比R0大許多時，傳輸線上的傳輸電磁波電壓會幾乎變為2倍。這裡注意是，所討論的0、不變，及變2倍，是指傳輸電磁波電壓的變化，不是節點位置的電壓。而對量測上因為除了待測元件(Device Under Test, DUT)阻抗會造成的反射波的疊加變化，另外因為還會有電壓量測點的存在，電壓探針的阻抗特性也會造成反射波而影響到待測元件，使用1M歐姆阻抗的電壓探針與使用50歐姆阻抗的電壓探針，實際作用在元件上的傳輸電磁波能量是絕對不相同的，這樣對於傳輸線觸波的量測又多生了一個變數。

     在傳輸線兩側，一為極化終止區，另一為觸波產生控制區。極化終止區是用來終止反向觸波的控制區，一般使用一個蕭特基(Schottky)二極體加上一個匹配阻抗，Fig. 1 中的接法是用來傳送正的觸波及終止負的反射波。當負的反射波到達蕭特基二極體時，會使其順向導通。因為蕭特基二極體的順向電壓相當低，而且搭配匹配阻抗調整時，對電磁波則看到了一個反射係數為(-1)的短路(Short)狀態。與原傳遞的電磁波做疊加，剛好結束電磁波，因此幾乎可以終止反射波。當正的電磁波傳遞到蕭特基二極體時，因為看到了逆偏的二極體，因此對電磁波而言是看到了一個開路(Open)的狀態，因此會得到一個反射係數為(+1)的開路反射電磁行進波。但是，蕭特基二極體的逆向偏壓通常為數十伏到數百伏，若要做更高的觸波電壓測試，這裡的電路需要做一些調整，或串接更多級的蕭特基二極體，讓傳輸線可以耐受更高的電壓。當要使用負的觸波時，這時蕭特基二體的方向就要反過來，以終止正向的反射波。至於匹配阻抗由上面的討論可知，其阻抗是要與傳輸線來做匹配，以使得反射電磁波終止，因此多會使用一個極小的可變電阻。

     觸波產生控制區的主要目的有二，一是提供傳輸線觸波的初始電壓，二是啟動傳輸線觸波發生。要對測試元件產生一個正向的觸波時，當元件初始處在零電位時，會希望有一個正向的電磁波往元件端傳遞，那麼切換點的電壓需要由零轉為正才會有正電壓電磁波出現，因此切換開關的另一端必需要有個初始電壓存在，因此在傳輸線上會先給一個高電位的初始電壓。不過因為傳輸線觸波的原理是利用電磁波的進行，建立(或以「扯動」一詞更實際些)待測元件內的導電帶及價帶(Valance Band)之能位面變化，這個能位面的變化是固態元件本身的特性，而待測元件的端電壓也被能位面的最大變化量所決定，因此在待測元件的端電壓所量測到的電壓不會與電磁波輸送的電壓是一樣的。而待測元件中的能位面變化自然就會造成電場的變化，使得電荷在改變後的能位面地形下，更有機會移動，再加上變化後的電場形成之電力帶動了區域電荷的移動。因此元件內在有這種額外電場變化的情形下，在單位時間內可以通過了一定數量的電荷，即形成電流。而這樣的電壓、電流變化形成導通的情形下，會有一個絕對阻抗的存在。因此當行進中的電磁波傳送到此就會看到這個絕對阻抗，而形成反射波。不過這裡的電壓、電流、阻抗都會是時間的函數，它與後面要探討的動態阻抗是不相同的。待測元件中區域電荷移動時，以正向電磁波而言，元件接地端提供了電子，而需要補充不足的正電荷，就由預先儲存在傳輸線中的正電荷提供，那數量已經是很夠用了，並不需要再直接供給直流的高電流。所以在高壓供應器端需要有一個高電阻用以限流，以避免在觸波完成後，大量的直流電流將待測元件燒毁。其中這個高電阻位置，在電磁波運行的期間，當然也對反射波有所貢獻，因此它在傳輸線產生器中的所在位置會有不同的設計方式。而切換開關的選擇也非常重要，它的通路會有電磁波通過，如果有阻抗匹配問題及頻寬的問題，都會造成電磁效應的衰減，因此多是使用電子式的水銀開關(Mercury Relay)來設計會較合適。當切換開關啟動後，在開關端靠傳輸線上的電壓會從初始電壓驟降一半，而靠元件端的電壓會從零電位突升到傳輸線中的初始電壓之一半，以達平衡。因此往待測元件方向為一正向的電磁波前進，而往傳輸線方向卻是一個負向的電磁波前進。但是在傳輸線方向由於疊加的結果，恰也是一半的初始電壓，如 Fig. 2(d) 所示。先看當電磁波傳到極化終止區時，會看到開路反射，因此會再反射一個負的一半初始電壓的電磁波。這時由原本的初始電壓在加了兩次負的半電壓電磁波壘加後，節點電位就變成零電位了。但是反射的-1/2電磁波並沒有因此終止，還會在繼續往待測元件端前進，可以仔細參考 Fig. 2(h)-(k) 中的變化。這反射的行進電磁波，在回傳到待測元件的途中，也會遇到由待測元件端所反射回來的電磁行進波干擾，然而一樣的使用電磁特性中的疊加原理就很容易理解這個結果，如 Fig. 2(k)-(u) 所演示的一般。另外，再看往待測元件端的電磁波。由於元件的導通阻抗很少會有機會與傳輸線的阻抗匹配。因此，待測元件的絕對阻抗特性在大於或小於傳輸線阻抗值時，將會有不同的反射特性出現。由(1)式中可知，大於者會有正值的反射係數，將使正值的電磁行進波在反射後得到正的反射電磁波做疊加；小於者會有負值的反射係數，將使正值的電磁行進波在反射後得到負的反射電磁波做疊力，如 Fig. 2(e)-(g) 所呈現的就是這種。也因此在 Fig. 2(u)-(x) 的電磁波在最後的反射後可以終止。在 Fig. 3(a) 使用了一個50歐姆阻抗的待測元件，量測到的電壓及電流波形就如所圖示。但是以這樣的傳輸線觸波產生器設計，如果待測元件的絕對阻抗大於傳輸線的特性阻抗時，將會是正值的反射波再回傳回到極化終止區。因此就如 Fig. 3(b) 中，量測一個100歐姆的阻抗，會得到第二週期甚至是第三週期...等的反射觸波。欲解決這個問題，一是從傳輸線的阻抗分支點去解，另一是從極化終止區的電路設計去處理。

     在經過傳輸線觸波控制器啟動傳輸線觸波後，在待測元件上的電壓波形將會如 Fig. 2 中(a)-(α)的各個過程之右側電壓(V)對時間(t)的圖形變化。理論上會形成一個電壓方波，但是因為控制器區域很難設計到完整的阻抗匹配，因此在控制器到待測元件間的這一段傳輸線，也將會有許多的反射波存在，這段線距如果能夠越小，那麼在 Fig. 3 中波形的上升端及下降端的抖動波形時間長度將會有較佳的改善，元件的暫態導通電阻(Transient Turn-on Resistance, Ron)特性也會有所不同。而在控制器到極化終止區的傳輸線長度則主要是用來決定了傳輸線觸波的開啟時間長度，即觸波寬度(Pulse Width)。如 Fig. 4 中分別使用了1.8米，10米，及15米長的傳輸線，作用在50歐姆的待測元件上，分別產生了18奈秒，100奈秒，及150奈秒的傳輸線觸波，不同的觸波寬度對於元件的暫態導通特性會有不同的影響，在後續的元件導通特性的原理將會再深入討論。

     而在量測系統上，使用的示波器規格至少需要在500MHz以上，而量測時會使用單點觸發(Single Trigger)的量測方式來進行量測。為量測到通過待測元件中精確的電流反應，會使用Tektronix CT1的電流轉換探棒(Current Probe)，如 Fig. 5 中的組裝，在示波器的設定中它是一條50歐姆匹配的探針線，不是一般1M的電壓探針(Voltage Probe)線。而對於電壓的量測是一個比較大的問題，因為要量測傳輸線上特定點的電壓，必然會產生傳輸線節點，如 Fig. 5 中使用了一個50歐姆的高頻電壓量測線，及加上了一個-20dB衰減具有50歐姆阻抗的串接頭到示波器上。而節點的出現就會發生反射現象，由反射的公式(1)中也可知，負載的阻抗特性如果小於傳輸線特性阻抗，那它將會是一個負值的反射波，反之為正值反射波，而這裡使用50歐姆負載是希望它為零反射。然而多數的電壓探棒都含有電容效應，那就必須要再考量電磁波相位的問題。它將不像傳輸線觸波寬度實質地影響到元件物理的導通特性，而是在量測上影響到了進入待測元件的電壓觸波特性，卻不能反應在量測的探針上。因為實際的量測位置是在電壓探針的負載端，而不是真的在待測元件的兩端。這是量測系統上的量測誤差，很難評判對與錯，只能求僅量接近實際值。為比較分析不同的阻抗匹配下的待測元件特性是否有所不同，在 Fig. 5 中使用自製的傳輸線觸波產生器與不同公司生產的商用傳輸線觸波產生機台，量測同一顆具有NPN半導體結構的瞬態電壓抑制器(Transient Voltage Suppressors, TVS)元件，所量測到的電流-電壓波形，就如 Fig. 6 所示。自製的機台中為了減少電壓量測點中阻抗不匹配問題，改善 Fig. 3 與 Fig. 4 中的抖動現象，因此使用了一些BNC及SMA接頭來做匹配，如 Fig. 5 中所示，但是卻增加了到待測元件端的距離。因此在量測中若沒有在量測端加上濾波器的情形下，從電壓量測點到待測元件間應該會量測到一些來自於待測元件的重復性反射波。就如 Fig. 7(a) 中使用0pF-50歐姆特性高頻傳輸線加上-20dB衰減50歐姆負載的電壓探針到示波器，在開路的情形下量測出的電壓及電流波形。而 Fig. 7(b) 為同樣的電壓探針量測一個TVS元件在導通的狀態下之電壓及電流波形。其中在  Fig. 7(b) 中確實可以觀察到一些極短的反射波出現在電壓量測點上。欲消除這個現象，那麼電壓探針就必須設計在越靠近待測元件兩端，而不是在電壓探針前加上濾波器，才能越接近真正的事實。否則電磁波再經過濾波器後的相位改變，已不知所量測的電磁波被如何的平移及形變了。也因此，一般所使用的電壓探針之負載電容一樣會造成電磁波相位的平移及大小的形變，進而影響到了所要觀察之待測元件的暫態導通特性。而電壓探針之阻抗的匹配問題，則會發生反射波直接反應在對元件的入射波形，這時電壓量測點上所看到的與待測元件上所看到的電壓現象，從電磁學的原理上也知會有所不同。從自製的傳輸線觸波產生器在使用了不同的電壓探針量測下，如 Fig. 6 中可以發現所量到的觸發電壓(Triggered Voltage)、持有電壓(Holding Voltage)，及暫態導通電阻的特性都會有所不同。在自製50歐姆0pF的探棒中為避免大電壓造成示波器的損壞，因此在量測時會加上了一個50歐姆-20dB的衰減棒，這樣的負戴下，其實如前面反射係數的討論中可知，會與1M歐姆阻抗的電壓探針對傳輸電磁波的疊加結果大不相同。此外，元件處於絕對高阻抗特性(未完全導通)與絕對低阻抗特性(已完全導通)下對於傳輸電磁波的反射也不相同。在雙重的影響下，造成50歐姆0pF的電壓探針所量測到的元件導通特性會特別與別的量測系統有不同的結果。此外，各個設備的量測上，其實也都還必需要有開路及短路的校驗程序。討論到此，因為電壓探針位置，及其電容、電阻的特性不同，所以所量測的待測元件在電壓上所反饋的特性也有所不同，因此也很難說是誰量測的對或錯。只能說對於不同的產品，要比較到與電壓量測值相關的問題時，如觸發電壓、持有電壓，及暫態導通電阻，必須使用同一個機台做量測比較才會有意義，畢竟目前業界還沒有所謂可調變全相容的傳輸線觸波產生器機台。但是若是比較所謂的二次崩潰電流(Second Breakdown Current, It2)的大小，那麼就沒有爭議點了。因為它是在一個封閉路徑上的量測。除非使用了與不同的電流探棒，其反應速率及轉換值才會有所差異，那當然量測的結果會有所不同。只要是使用CT1做為電流量測的機台，在使用同樣的觸波寬度下，那他們所量測到同一待測元件的二次崩潰電流都不會差異大太，只在於量測時的細部高壓電壓步階(Step)調整差異，會造成一些誤差。

     在探討傳輸線觸波的產生原理機制後，必需先對其量測出的特性結果做一些分析與解釋。傳輸線觸波的量測結果中其實是必需要看兩條曲線，一條就是大家常見的I-V特性曲線，如前面 Fig. 6 中所探討的曲線。這條曲線的形成，必須由示波器中電壓及電流波形中的穩定狀態下的特性來做標示，一般而言會取用如 Fig. 7(b) 中在電壓或電流觸波寬度約在60%到90%之平均值來做為電流-電壓的標示點。當傳輸線觸波的初始電壓一步一步往上升後，分別會描繪出各一個電流-電壓點，最後就形成完整的電流-電壓特性圖。但是因為待測元件的特性不同，對觸波的影響也會不同，在後面將會有所討論。了解它的物理意義後，在這樣的情形下，也並不一定都是使用60%到90%的區域。而另一條曲線則是漏電電流(Leakage Current)曲線，它是在量測一個觸波結束後，再量測出待測元件的端點漏電電流。這兩條曲線是必須要同時看的，才能看出待測元件在傳輸線觸波作用下的真正結果。在量測圖中製定的下橫軸(X-軸)為電壓(V)的描述軸，為元件兩端間所量測到的電壓值。但由前述的討論中可知，實際上是在電壓探針(Probe)量測點的電壓變化，這個電壓的量測資料就是經常造成大家爭議的來源。了解前面討論後，知道只要使用同一機台來做比較不同產品，那才有會一致性及公平性。縱軸(Y-軸)則為電流(I)的描述軸，量測上為進入待測元件觸發點的電流，即待測元件從觸發點流入到接地點兩端間所通過電流量。在量測設備上為電流探棒(CT1)所量測到的電流變化，它是量測圍繞在一條封閉導線上的線圈所感應到的電流變化而形成端電壓，再進到示波器。因為是量測在進入元件的封閉路徑上，所以是比較不會有爭議的量。而上橫軸則為當量測完一點I-V特性後，使用額定的直流電壓(通常會視元件的製程給予適當的工作電壓)在待測元件的兩端，量測到的直流電流，即元件在額定工作電壓下的漏電電流。就如同在 Fig. 8 中所示的各個座標。在實際的量測上，分別使用不同尺寸的金氧半場效電晶體元件來做量測，其電壓-電流及漏電特性結果就如 Fig. 8 中所示。其中兩群曲線分別代表了元件暫態導通的電流-電壓特性曲線，以及在正常工作電壓下元件在相對應量測點的漏電電流曲線。Fig. 8 中也分別標示了各元件的二次崩潰(Secondary Breakdown)點，二次崩潰點是由漏電電流未變得更大或更小前，在電流-電壓特性上的那一點。另外，在此還定義了在額定電流下的暫態導通阻抗(Ron)。這些不同尺寸元件的導通物理特性，由這個量測結果中的這些數據可以做進一步的分析，是可以得有許多元件設計的概念、規則及其物理意義，但在此不再做深入探討，本文主要將針對傳輸線觸波造成元件導通的機制做深入解析。

     對於靜電放電造成產品故障毁壞的原因，就是對於產品中電子元件的放電破壞為主。電子產品在目前多是由半導體元件來設計製造，因此就從半導體元件的導通特性及物理機制了解起。會造成晶片破壞的主因，是要有電流的形成。電流代表了在單位時間內流過某個放電區域的電荷數(I≡dQ(t)/dt)。因此對於晶片來看這個放電電流，更要關心的主要問題，就是在看有多少的電荷能流過多大的導通區域，即有多大的電流密度(J≡dQ(t)/(Adt))。例如在 Fig. 7 中不同尺寸設計的元件，就是因為有不同的導通區域，造成它們具有不同的靜電放電耐受力。亦即電子對於些區域原子撞擊能力的強弱，是否足以使原子的動能達到離開原本的位置。當有大量的原子離開了原來的位置，這就是元件被破壞了。在這破壞的瞬間，由電性上的分析就是在元件的暫態導通電流-電壓特性曲線(I-V Curve)上所謂元件的二次崩潰點，這點所對應的電流就是所謂的二次崩潰電流，即元件將被破壞的電壓-電流特性點。具體的暫態電性量測，就是如前使用傳輸線觸波產生器來量測。從元件物理的觀點來看，傳輸線觸波產生器會產生一個接近矩形的電磁波，形成矩形的能位變化，去抖動元件的能帶(Energy Band)。能帶的能位面在電磁波的影響下，產生了能位的高低變化(∆ℇg=-q∆V)，這個能位變化相對於位置的變化(-q∆V/∆d)就是在元件中局部位置的電場(E=∆V/∆d)分佈行為。而電場的變化會引發了電荷的移動，電荷可能為電子或是電洞(Hole)，其能帶中的能障相對也影響到了電荷的流動。接地電子由高能位面往低能位面移動，電洞則由低能位面往高能位面移動，遇到能障時會有所累積，當累積的電子受到電場能量的激發到足以越過能障時，就有電流形成；如果能位面被外界電壓拉到沒有能障，自然地這些接地電子就能輕易地在這樣的電場下往低能位面移動。然而觸波的寬度及高度又是如何影響到待測元件內的電荷移動？從前述的傳輸線觸波原理中，觸波寬度可以由傳輸線的長度來控制來看。如 Fig. 4 中的不同傳輸線長度的設計得到不同的觸波寬度。在一些學術的探討中，發現在不同的觸波量測下，發現當使用100奈秒的傳輸線觸波量測下，其量測到的二次崩潰電流的大小與元件級人體靜電放電模型(Human Body Model, HBM)測試的結果，可以有一個1500倍的關係存在，這個1500的值就是人體靜電放電模型中的人體電阻值。因此，業界通常就設定用100奈秒的觸波寬度來做標準的量測，亦即使用了10米長的傳輸線來產生這100奈秒的觸波。但進一步分析時，觀察實際元件的量測，分別使用30奈秒、60奈秒，及100奈秒的傳輸線觸波量測同一元件時，其電壓及電流波形分別如 Fig.9(a), 9(b), 及9(c) 所示。其中可以發現電壓量測的觸發時間是晚於電流的觸發時間，這時因為在自製的設備中，將電壓量測點與電流量測點拉開了一小段的距離，且電壓量測探針也有一定的線長，造成了約4到5奈秒的差距。再觀察電流波形，可以發現在電壓波形結束時會有一個反向電壓的形成，如果由電路的觀點，或許會很容易誤解釋為當電流的變化量為負值時，電感效應會產生一個負電壓。但元件中何來的電感效應？是傳輸線上的嗎？而且在量測一些電阻時，也沒發現會有這種形式的負值變化，如 Fig. 3 中的量測結果。其實這是與待測元件有關的特性，因為在此是量測一個NPN型式的半導體元件。當電磁波結束時，固態元件內的能帶在要回復到原始狀態時，當導通的元件不再有外加電壓，在接面處仍有殘留未結合的正電荷，如 Fig. 10(e) 中所示，而使得能位面未能及時回到原點，而產生一個負向的電壓使能帶的能位面上升，直到空間電荷再結合(Recombination)完畢，再會再回到原來的能位面，如 Fig. 10(f)。 Fig. 10 中(a)-(f)分別描述了這個NPN元件在受到一個足夠大的傳輸線觸波衝擊下，在觸發的各階段下，原子(Atom)的群體電性及電子、電洞的分佈特性，以及元件中能帶的變化特性之示意圖。其中N型擴散區的五價原子，其多餘的電子被移走後為帶正電的空乏區(Depletion Region)，用“+”表示；而P型擴散區的三價原子，其電洞被電子填滿成為帶負電的空乏區，用“-”表示。當電位改變夠大後，如 Fig. 10(d) 的狀態，左側接地而右側外加夠大的電壓下，使得接地端的電子(e-)進入了P型空乏區，而電源電壓端會形成許多的電洞(h+)進入N型空乏區，兩者結合形成了電流現象。注意移動的是電子及電洞，而不是原子，原子群只是會形成整體帶正電或帶負電的空乏區，而形成內建電場。而外加電壓，使得能帶變化，能帶隨位置的變化量則為固態元件內各位置實際電子所受到的電場大小，在數學形式中要注意正負號所表達的物理意義。由以上的討論也可以知道，傳輸線觸波的寬度是否能夠到達如 Fig. 9(c) 中，在60%觸波寬度後有穩定的狀態，會與在半導體元件在電磁波電壓的作用下，能帶是否已處於穩定的狀態有絕對的關聯性。電荷進入的多寡與觸波的高度大小也會有所相關，更影響到了穩定狀態。更大的抖動波，即觸波高度，也將會造成半導體能帶的抖動更巨烈。因此這個穩態區將會更狹窄也是必然的。此外，半導體的結構在更複雜的情形下，這些內部的電子、電洞的再結合也會更複雜，它們也會影響到了量測的波形變化。

     而電場及電荷的聚集，有時也會形成一個電子撞擊另一個電子的連鎖反應。有時在高電場下更是會產生量子井(Quantum Well)的電荷穿透或是高雜質濃度下價帶(Valance Band)與導電帶(Conduction Band)間的電荷穿透。當產生連鎖的電子間撞擊反應就是所謂的累增崩潰(Avalanche Breakdown)，高濃度雜質的穿透效應就叫做基納崩潰(Zener Breakdown)。而電子的移動，連帶原子團也會受到撞擊，原子在受到電荷衝擊後的震動會加強的形式，就是材料中「熱」上昇的表現，原子振盪的越巨烈，材料就表現得越熱。在電性數值量化上也可以用其功率(P=IV)來呈現。而功率的表達式，可知亦可以寫為P=I²R或是P=V²/R。兩式雖然是一樣的，但在暫態的應用之操作型物理意義上，因果的機制上或量測上稍有不同。在靜電放電的情形下，前式的應用，在操作型物理意義所代表的是已有一個額定的電流流入元件，在持續通過此載體後，電流對元件上原子的撞擊產生了熱；後式的操作型物理意義，則代表了當元件上因為外加電場或電磁波的作用下，在元件還未導通前，外在的施壓將會是元件的端電壓，但當元件瞬間導通後，在此偏壓下暫態的導通阻抗，形成電荷移動撞擊原子形成熱。如果元件是瞬間進入崩潰區或是寄生元件導通，那將會是跳躍式等級的瞬間電流產生。如果是高壓元件，由於元件進入瞬間大量導通狀態時，電壓已相當高，那將形成相當大的瞬間導通能量，非常容易就將元件燒毁破壞。由此也可以知道靜電放電對晶片的破壞，其實是可以從兩種層面去造成破壞的：一個是在已導通的路徑上，持續電流的破壞；另一則為在高電壓下，達到元件瞬間崩潰形成大功率的放電破壞。因此，在做晶片元件的防護設計時，由電路設計的連接方式下，一種順偏設計的持續電流放電現象，及另一種逆偏具有反轉(Snapback)特性之電壓瞬間導通現象，兩者必需同時考量。

     在靜電放電元件的選用上，首要必需知道它所要保護的對象是誰？一般至少會使用與被保護電路同電壓特性或同製程參數特性的元件來做為靜電放電防護元件。而且，必需判斷其設計參數是否都比欲保護的電路元件都還來得容易導通，萬不能有受保護電路比靜電放電防護電路還容易導通的情形。除非內部電路就是靜電放電防護電路，那麼外部的靜電放電電路就變成輔助用的情形。但這樣的設計下，還必需注意到這個內部電路的電源部份如何連接，會不會造成靜電放電流往內部亂竄的情形。也要注意所選用的靜電放電防護元件與內部電路在瞬間導通下的觸發特性，以及內部電路在受到靜電放電衝擊後，它的可靠度是否已受影響。特別是在系統的設計上，若使用功能性晶片直接做為系統接口之靜電放電防護使用，那它是否具有系統級的靜電放電防護能力及可靠性，總不能在受到一兩次的靜電放電衝擊後，晶片的使用壽命就只剩幾天。然而多數的功能性晶片之製程，不會針對系統級的靜電放電現象做考量，在晶片受到系統級的靜電放電後，會有許多金屬及半導體的電遷移(Electromigration, EM)現象發生，而造成產品可靠度的問題。針對元件暫態導通狀態下的特性，有一些重要的參數分別定義在 Fig. 11 中，理想的靜電放電防護元件的暫態導通電壓，必需小於欲保護的對像之被破壞電壓，如輸入端元件閘氧化層(Gate Oxide)的暫態崩潰電壓，及內部元件接面(Internal Junction)的暫態崩潰電壓。而且在正常工作狀態下，其持有電壓必需大於工作電壓，但注意這裡是工作狀態，因此不是由 Fig. 11中的暫態特性來判讀，必需使用考量電栓鎖(Latch-Up)效應時的高功率可程式波形記錄器(Curve Tracer, Tektronix 370)量測設備，用此設備所量到的結果做為依據才是準確的。所以在 Fig. 11 中使用傳輸線觸波所量測的暫態特性中，所要討論的靜電放電防護特性中，第一個要注意的要點，就是它的觸發電壓(Triggered Voltage)，必需小於欲保護元件的崩潰點。如 Fig. 12(a) 中的靜電放電防護元件，雖然它有極佳的靜電放電耐受力，但它的觸發電壓遠比欲保護的閘極氧化層及擴散層接面的崩潰電壓還要高，所以它的防護能力卻是完全沒有，因此它是無法做為靜電放電防護使用。其次是它的箝制電壓(Clamping Voltage)，所謂的箝制電壓的定義，必須先有目標靜電放電觸發電流(Target ESD Current)值。目標靜電放電觸發電流的需求是來自於靜電放電模型中，例如以人體靜電放電模型(Human Body Model, HBM)中，它乘上1.5K歐姆的阻值，就是人體靜電放電模型中的靜電放電電壓了。以2KV的人體靜電放電模型而言，目標電流值就是1.33A了；但若是系統級的靜電放電模型，那麼同樣2KV的靜電放電模型而言，它的目標電流值直接就由規範中可以得到，那就是7.5A了，這相當於元件級人體靜電放電模型中的11.25KV之能量了。系統級與元件級的人體靜電放電之測試規範有很大的差異存在，這是很多晶片設計公司與系統公司經常雞同鴨講的迷失。由目標電流值所對應到傳輸線觸波量測的電流-電壓特性曲線中的電壓值，就是所謂的箝制電壓。箝制電壓設計過高的情形就如 Fig. 12(b) 所示，由圖中可以發現防護元件的箝制電壓比閘極氧化層的崩潰電壓還來得低，但比接面電位暫態導通後的電位來得低，因此它僅能做為接面的防護，不能做入輸入閘極的防護。在此還有前面常提到的暫態導通電阻(Ron)，當元件特性類似時，導通電阻越小，通常本身都會承現出較佳的靜電放電耐受能力，如 Fig. 12(c) 與 Fig. 12(b) 中的靜電放電防護元件，雖然觸發電壓是 Fig. 12(c) 優於 Fig. 12(b) 中的防護元件，但因它的導通電阻太高，以致於它的防護能力遠比 Fig. 12(b) 還來得差，甚至達不到目標值。而最不良的設計出現在 Fig. 12(d) 中的防護元件特性，已不知是內部元件在保護靜電放電防護元件，還是靜電放電防護元件在保護內部電路了！當以上防護要素都符合後，最後才是在比較所謂的二次崩潰電流，它是靜電放電防護元件最終所能承受的最大電流。在正確的設計下，產品的靜電放電耐受能力，應該就是要由它決定了。

     在了解了傳輸線觸波產生的工作原理後，對於所量測到的待測元件電流-電壓特性圖以及在測試中的電壓、電流波形，就可以進一步探討待測元件的結構及在觸波下的暫態電氣特性。而深入了解半導體元件的固態特性，再介由傳輸線觸波產生器量測到的這些資訊，也就能更深入了解元件設計上的問題。而在電路的設計上，也能充分利用這些量測資訊，使用比較的方式，在順偏及逆偏設計的同時考量下，更能應用在晶片電路或是系統電路的靜電放電防護設計上，讓產品對於靜電放電防護具有更佳可靠度的耐受能力。