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    传输线触波(Transmission Line Pulsing, TLP)技术从文献中发现，自1986年首先被Intel的T.J. Molony博士应用来量测组件在短触波下的电流及电压特性(I-V Characteristics)。 其量测原理、方法及应用也一一被揭露，到了近几年几乎成为了业界评断静电放电防护产品对于系统产品之防护能力描述的标准之一。 然而在订定标准的过程中，却有许多数据的迷失，经常造成提供组件的厂家或是系统厂的用户，利用一些不平等的数据来做为打击竞争对手的工具。 为了解决此纷争，本文在此将深入研究传输线触波的产生机制及量测方法所演生的问题，做一深入的探讨。 其中之一特别是传输线触波到底是什么性质的波？ 以简单的比喻，电磁波就像大河中或大海中的浪花一样，而电荷的移动就如水的实际移动。 在平坦的河道或海洋上，浪花往岸边拍打、往前进时，河上或海上的船并不会马上就往岸边跑或往前进，也就是在船附近的水并不会马上往岸上移动或往前移动，岸边看到的浪花只是影响到岸边的水位高低而已。 除非岸边就是悬涯，在岸边高于悬涯地形的水才会掉下去。 传输线触波就是电磁波，它只是在河水中掀起的一波巨大涟漪，它主要是影响到待测物端电位的高低，对其产生的原理本文将会做详细地论述。 此外，在更进一步研究，将探讨对传输线触波注入组件后，对组件特性的本质到底有什么变化。 要深入了解，则必须从固态物理(Solid-State Physics)理论的能带(Energy Band)观点开始切入。 看到这些名词感觉好像很难，但其实可以很简单地比喻：对电子(Electron)而言，电子的特性就像水一样。 而电子在任何材料中移动时，电子就好像看到了一个我们看不见的地形地貌存在那里。 这个地形地貌，就是由导电能带(Condition Band)构成的能位面。 大地是充满电子的大海，而对电子有一个海平面叫做费米能阶(Fermi Level)。 材料的导电能带低于海平面，就会充满了任意移动的电子，就像金属即是此类材类。 而高于海平面的河道，有可能是半导体材料等，就看山上是否有湖泊或是雨水，就是是否有外加电源，或是遇到静电放电，或是雷击浪涌。 而与大地不同的是，能位面它是弹性的，地形地貌会受到外来的电压拉扯而产生变化，甚至弹跳。 所谓的绝缘材料可能就像高地或高山一般，但高地中一样会有地势低洼的地方，它也会积水、会形成湖泊的。 但是一旦积水满出来时，或地动山摇时，这些水还是会到处流动，只是比较难预期它要往那里流动而已，除非对材料各位置的特性分析够清楚，或许有机会预测。 当然还有所谓的压电材料，它就像一个人工建筑的水坝，可以储水及调节泄洪。 电子的移动就如水流一样，在变化的地形地貌中移动，形成不同的电流特性。 因此，想要对以上的现象做再深入的研究，对于彻底了解传输线触波产生器所量测到的电流及电压特性所呈现的物理意义，到如何在集成电路芯片或电子系统中设计有效的静电放电防护，本文将会做了更深入的阐述。

     传输线触波产生器量测设备的示意图就如 Fig. 1 所示。 主要分成四个部份：极化终止(Polarized Termination)区、传输线(Transmission Line)区、触波产生控制(Control)区，及待测组件量测系统(Device Under Test and Measure System)。 传输线可以使用最一般50奥姆(Ohm, Ω)特性阻抗的同轴电缆，例如RG58线。 电磁波在其中行进时的速度可以到达2x10^8 m/sec。 因此一条10米的同轴电缆，电磁波在其中来回走一次，需要的时间就是100奈秒(Nano Second, ns)。 当传输线的一端有电压变化时，电磁波就会先于电荷的移动开始前进。 在某一节点上，传播的电磁波之电压高低就是它的电压变化，节点电压由原来位准变小时，就是有一个负值的电磁波在传送；当电压位准变大时，就是有一个正值的电磁波在传送。 当电磁波传递时遇到一个阻抗有差异的节点，就会产生一个反射系数(Γ)的反射波回传，并与原来行进的电磁波做迭加(superposition)，迭加后的节点电压(V')就变成V'=V0+Vt(1+Γ)， 其中V0为原来传输在线的电位，Vt为行进的电磁传输波电压的大小。 以初始开关切换开始，由于要满足自然界的连续性电场，即物质不灭定律，它会以正值1/2的初始电压往待测组件传送，以负值1／2的初始电压往极化终止区传送。 而如果介质不变时，入射波依然继续前进。 欲了解传输线触波的产生，就更会有兴趣于反射波的产生特性，电磁波的反射系数与所遇到变化的物质阻抗特性有关，反射系数的式子为：

     在经过传输线触波控制器启动传输线触波后，在待测元件上的电压波形将会如Fig. 2 中(a)-(α)的各个过程之右侧电压(V)对时间(t)的图形变化。理论上会形成一个电压方波，但是因为控制器区域很难设计到完整的阻抗匹配，因此在控制器到待测元件间的这一段传输线，也将会有许多的反射波存在，这段线距如果能够越小，那么在Fig. 3 中波形的上升端及下降端的抖动波形时间长度将会有较佳的改善，元件的暂态导通电阻(Transient Turn-on Resistance, Ron)特性也会有所不同。而在控制器到极化终止区的传输线长度则主要是用来决定了传输线触波的开启时间长度，即触波宽度(Pulse Width)。如Fig. 4 中分别使用了1.8米，10米，及15米长的传输线，作用在50欧姆的待测元件上，分别产生了18奈秒，100奈秒，及150奈秒的传输线触波，不同的触波宽度对于元件的暂态导通特性会有不同的影响，在后续的元件导通特性的原理将会再深入讨论。

    而在量测系统上，使用的示波器规格至少需要在500MHz以上，而量测时会使用单点触发(Single Trigger)的量测方式来进行量测。为量测到通过待测元件中精确的电流反应，会使用Tektronix CT1的电流转换探棒(Current Probe)，如Fig. 5 中的组装，在示波器的设定中它是一条50欧姆匹配的探针线，不是一般1M的电压探针(Voltage Probe)线。而对于电压的量测是一个比较大的问题，因为要量测传输线上特定点的电压，必然会产生传输线节点，如Fig. 5 中使用了一个50欧姆的高频电压量测线，及加上了一个-20dB衰减具有50欧姆阻抗的串接头到示波器上。而节点的出现就会发生反射现象，由反射的公式(1)中也可知，负载的阻抗特性如果小于传输线特性阻抗，那它将会是一个负值的反射波，反之为正值反射波，而这里使用50欧姆负载是希望它为零反射。然而多数的电压探棒都含有电容效应，那就必须要再考量电磁波相位的问题。它将不像传输线触波宽度实质地影响到元件物理的导通特性，而是在量测上影响到了进入待测元件的电压触波特性，却不能反应在量测的探针上。因为实际的量测位置是在电压探针的负载端，而不是真的在待测元件的两端。这是量测系统上的量测误差，很难评判对与错，只能求仅量接近实际值。为比较分析不同的阻抗匹配下的待测元件特性是否有所不同，在Fig. 5 中使用自制的传输线触波产生器与不同公司生产的商用传输线触波产生机台，量测同一颗具有NPN半导体结构的瞬态电压抑制器(Transient Voltage Suppressors, TVS)元件，所量测到的电流-电压波形，就如Fig. 6 所示。自制的机台中为了减少电压量测点中阻抗不匹配问题，改善Fig. 3 与Fig. 4 中的抖动现象，因此使用了一些BNC及SMA接头来做匹配，如Fig. 5 中所示，但是却增加了到待测元件端的距离。因此在量测中若没有在量测端加上滤波器的情形下，从电压量测点到待测元件间应该会量测到一些来自于待测元件的重复性反射波。就如 Fig. 7(a) 中使用0pF-50欧姆特性高频传输线加上-20dB衰减50欧姆负载的电压探针到示波器，在开路的情形下量测出的电压及电流波形。而 Fig. 7(b) 为同样的电压探针量测一个TVS元件在导通的状态下之电压及电流波形。其中在  Fig. 7(b) 中确实可以观察到一些极短的反射波出现在电压量测点上。欲消除这个现象，那么电压探针就必须设计在越靠近待测元件两端，而不是在电压探针前加上滤波器，才能越接近真正的事实。否则电磁波再经过滤波器后的相位改变，已不知所量测的电磁波被如何的平移及形变了。也因此，一般所使用的电压探针之负载电容一样会造成电磁波相位的平移及大小的形变，进而影响到了所要观察之待测元件的暂态导通特性。而电压探针之阻抗的匹配问题，则会发生反射波直接反应在对元件的入射波形，这时电压量测点上所看到的与待测元件上所看到的电压现象，从电磁学的原理上也知会有所不同。从自制的传输线触波产生器在使用了不同的电压探针量测下，如Fig. 6 中可以发现所量到的触发电压(Triggered Voltage)、持有电压(Holding Voltage)，及暂态导通电阻的特性都会有所不同。在自制50欧姆0pF的探棒中为避免大电压造成示波器的损坏，因此在量测时会加上了一个50欧姆-20dB的衰减棒，这样的负戴下，其实如前面反射系数的讨论中可知，会与1M欧姆阻抗的电压探针对传输电磁波的叠加结果大不相同。此外，元件处于绝对高阻抗特性(未完全导通)与绝对低阻抗特性(已完全导通)下对于传输电磁波的反射也不相同。在双重的影响下，造成50欧姆0pF的电压探针所量测到的元件导通特性会特别与别的量测系统有不同的结果。此外，各个设备的量测上，其实也都还必需要有开路及短路的校验程序。讨论到此，因为电压探针位置，及其电容、电阻的特性不同，所以所量测的待测元件在电压上所反馈的特性也有所不同，因此也很难说是谁量测的对或错。只能说对于不同的产品，要比较到与电压量测值相关的问题时，如触发电压、持有电压，及暂态导通电阻，必须使用同一个机台做量测比较才会有意义，毕竟目前业界还没有所谓可调变全相容的传输线触波产生器机台。但是若是比较所谓的二次崩溃电流(Second Breakdown Current, It2)的大小，那么就没有争议点了。因为它是在一个封闭路径上的量测。除非使用了与不同的电流探棒，其反应速率及转换值才会有所差异，那当然量测的结果会有所不同。只要是使用CT1做为电流量测的机台，在使用同样的触波宽度下，那他们所量测到同一待测元件的二次崩溃电流都不会差异大太，只在于量测时的细部高压电压步阶(Step)调整差异，会造成一些误差。

    在探讨传输线触波的产生原理机制后，必需先对其量测出的特性结果做一些分析与解释。传输线触波的量测结果中其实是必需要看两条曲线，一条就是大家常见的I-V特性曲线，如前面 Fig. 6 中所探讨的曲线。这条曲线的形成，必须由示波器中电压及电流波形中的稳定状态下的特性来做标示，一般而言会取用如Fig. 7(b) 中在电压或电流触波宽度约在60%到90%之平均值来做为电流-电压的标示点。当传输线触波的初始电压一步一步往上升后，分别会描绘出各一个电流-电压点，最后就形成完整的电流-电压特性图。但是因为待测元件的特性不同，对触波的影响也会不同，在后面将会有所讨论。了解它的物理意义后，在这样的情形下，也并不一定都是使用60%到90%的区域。而另一条曲线则是漏电电流(Leakage Current)曲线，它是在量测一个触波结束后，再量测出待测元件的端点漏电电流。这两条曲线是必须要同时看的，才能看出待测元件在传输线触波作用下的真正结果。在量测图中制定的下横轴(X-轴)为电压(V)的描述轴，为元件两端间所量测到的电压值。但由前述的讨论中可知，实际上是在电压探针(Probe)量测点的电压变化，这个电压的量测资料就是经常造成大家争议的来源。了解前面讨论后，知道只要使用同一机台来做比较不同产品，那才有会一致性及公平性。纵轴(Y-轴)则为电流(I)的描述轴，量测上为进入待测元件触发点的电流，即待测元件从触发点流入到接地点两端间所通过电流量。在量测设备上为电流探棒(CT1)所量测到的电流变化，它是量测围绕在一条封闭导线上的线圈所感应到的电流变化而形成端电压，再进到示波器。因为是量测在进入元件的封闭路径上，所以是比较不会有争议的量。而上横轴则为当量测完一点IV特性后，使用额定的直流电压(通常会视元件的制程给予适当的工作电压)在待测元件的两端，量测到的直流电流，即元件在额定工作电压下的漏电电流。就如同在 Fig. 8 中所示的各个座标。在实际的量测上，分别使用不同尺寸的金氧半场效电晶体元件来做量测，其电压-电流及漏电特性结果就如 Fig. 8 中所示。其中两群曲线分别代表了元件暂态导通的电流-电压特性曲线，以及在正常工作电压下元件在相对应量测点的漏电电流曲线。 Fig. 8 中也分别标示了各元件的二次崩溃(Secondary Breakdown)点，二次崩溃点是由漏电电流未变得更大或更小前，在电流-电压特性上的那一点。另外，在此还定义了在额定电流下的暂态导通阻抗(Ron)。这些不同尺寸元件的导通物理特性，由这个量测结果中的这些数据可以做进一步的分析，是可以得有许多元件设计的概念、规则及其物理意义，但在此不再做深入探讨，本文主要将针对传输线触波造成元件导通的机制做深入解析。

    对于静电放电造成产品故障毁坏的原因，就是对于产品中电子元件的放电破坏为主。电子产品在目前多是由半导体元件来设计制造，因此就从半导体元件的导通特性及物理机制了解起。会造成晶片破坏的主因，是要有电流的形成。电流代表了在单位时间内流过某个放电区域的电荷数(I≡dQ(t)/dt)。因此对于晶片来看这个放电电流，更要关心的主要问题，就是在看有多少的电荷能流过多大的导通区域，即有多大的电流密度(J≡dQ(t)/(Adt))。例如在 Fig. 7 中不同尺寸设计的元件，就是因为有不同的导通区域，造成它们具有不同的静电放电耐受力。亦即电子对于些区域原子撞击能力的强弱，是否足以使原子的动能达到离开原本的位置。当有大量的原子离开了原来的位置，这就是元件被破坏了。在这破坏的瞬间，由电性上的分析就是在元件的暂态导通电流-电压特性曲线(IV Curve)上所谓元件的二次崩溃点，这点所对应的电流就是所谓的二次崩溃电流，即元件将被破坏的电压-电流特性点。具体的暂态电性量测，就是如前使用传输线触波产生器来量测。从元件物理的观点来看，传输线触波产生器会产生一个接近矩形的电磁波，形成矩形的能位变化，去抖动元件的能带(Energy Band)。能带的能位面在电磁波的影响下，产生了能位的高低变化(∆ℇg=-q∆V)，这个能位变化相对于位置的变化(-q∆V/∆d)就是在元件中局部位置的电场(E=∆V/∆d)分布行为。而电场的变化会引发了电荷的移动，电荷可能为电子或是电洞(Hole)，其能带中的能障相对也影响到了电荷的流动。接地电子由高能位面往低能位面移动，电洞则由低能位面往高能位面移动，遇到能障时会有所累积，当累积的电子受到电场能量的激发到足以越过能障时，就有电流形成；如果能位面被外界电压拉到没有能障，自然地这些接地电子就能轻易地在这样的电场下往低能位面移动。然而触波的宽度及高度又是如何影响到待测元件内的电荷移动？从前述的传输线触波原理中，触波宽度可以由传输线的长度来控制来看。如 Fig. 4 中的不同传输线长度的设计得到不同的触波宽度。在一些学术的探讨中，发现在不同的触波量测下，发现当使用100奈秒的传输线触波量测下，其量测到的二次崩溃电流的大小与元件级人体静电放电模型( Human Body Model, HBM)测试的结果，可以有一个1500倍的关系存在，这个1500的值就是人体静电放电模型中的人体电阻值。因此，业界通常就设定用100奈秒的触波宽度来做标准的量测，亦即使用了10米长的传输线来产生这100奈秒的触波。但进一步分析时，观察实际元件的量测，分别使用30奈秒、60奈秒，及100奈秒的传输线触波量测同一元件时，其电压及电流波形分别如Fig.9(a), 9(b), 及9(c) 所示。其中可以发现电压量测的触发时间是晚于电流的触发时间，这时因为在自制的设备中，将电压量测点与电流量测点拉开了一小段的距离，且电压量测探针也有一定的线长，造成了约4到5奈秒的差距。再观察电流波形，可以发现在电压波形结束时会有一个反向电压的形成，如果由电路的观点，或许会很容易误解释为当电流的变化量为负值时，电感效应会产生一个负电压。但元件中何来的电感效应？是传输线上的吗？而且在量测一些电阻时，也没发现会有这种形式的负值变化，如 Fig. 3 中的量测结果。其实这是与待测元件有关的特性，因为在此是量测一个NPN型式的半导体元件。当电磁波结束时，固态元件内的能带在要回复到原始状态时，当导通的元件不再有外加电压，在接面处仍有残留未结合的正电荷，如Fig. 10(e) 中所示，而使得能位面未能及时回到原点，而产生一个负向的电压使能带的能位面上升，直到空间电荷再结合(Recombination)完毕，再会再回到原来的能位面，如Fig. 10(f)。 Fig. 10 中(a)-(f)分别描述了这个NPN元件在受到一个足够大的传输线触波冲击下，在触发的各阶段下，原子(Atom)的群体电性及电子、电洞的分布特性，以及元件中能带的变化特性之示意图。其中N型扩散区的五价原子，其多余的电子被移走后为带正电的空乏区(Depletion Region)，用“+”表示；而P型扩散区的三价原子，其电洞被电子填满成为带负电的空乏区，用“-”表示。当电位改变够大后，如Fig. 10(d) 的状态，左侧接地而右侧外加够大的电压下，使得接地端的电子(e-)进入了P型空乏区，而电源电压端会形成许多的电洞(h+)进入N型空乏区，两者结合形成了电流现象。注意移动的是电子及电洞，而不是原子，原子群只是会形成整体带正电或带负电的空乏区，而形成内建电场。而外加电压，使得能带变化，能带随位置的变化量则为固态元件内各位置实际电子所受到的电场大小，在数学形式中要注意正负号所表达的物理意义。由以上的讨论也可以知道，传输线触波的宽度是否能够到达如Fig. 9(c) 中，在60%触波宽度后有稳定的状态，会与在半导体元件在电磁波电压的作用下，能带是否已处于稳定的状态有绝对的关联性。电荷进入的多寡与触波的高度大小也会有所相关，更影响到了稳定状态。更大的抖动波，即触波高度，也将会造成半导体能带的抖动更巨烈。因此这个稳态区将会更狭窄也是必然的。此外，半导体的结构在更复杂的情形下，这些内部的电子、电洞的再结合也会更复杂，它们也会影响到了量测的波形变化。

     而电场及电荷的聚集，有时也会形成一个电子撞击另一个电子的连锁反应。有时在高电场下更是会产生量子井(Quantum Well)的电荷穿透或是高杂质浓度下价带(Valance Band)与导电带(Conduction Band)间的电荷穿透。当产生连锁的电子间撞击反应就是所谓的累增崩溃(Avalanche Breakdown)，高浓度杂质的穿透效应就叫做基纳崩溃(Zener Breakdown)。而电子的移动，连带原子团也会受到撞击，原子在受到电荷冲击后的震动会加强的形式，就是材料中「热」上升的表现，原子振荡的越巨烈，材料就表现得越热。在电性数值量化上也可以用其功率(P=IV)来呈现。而功率的表达式，可知亦可以写为P=I²R或是P=V²/R。两式虽然是一样的，但在暂态的应用之操作型物理意义上，因果的机制上或量测上稍有不同。在静电放电的情形下，前式的应用，在操作型物理意义所代表的是已有一个额定的电流流入元件，在持续通过此载体后，电流对元件上原子的撞击产生了热；后式的操作型物理意义，则代表了当元件上因为外加电场或电磁波的作用下，在元件还未导通前，外在的施压将会是元件的端电压，但当元件瞬间导通后，在此偏压下暂态的导通阻抗，形成电荷移动撞击原子形成热。如果元件是瞬间进入崩溃区或是寄生元件导通，那将会是跳跃式等级的瞬间电流产生。如果是高压元件，由于元件进入瞬间大量导通状态时，电压已相当高，那将形成相当大的瞬间导通能量，非常容易就将元件烧毁破坏。由此也可以知道静电放电对晶片的破坏，其实是可以从两种层面去造成破坏的：一个是在已导通的路径上，持续电流的破坏；另一则为在高电压下，达到元件瞬间崩溃形成大功率的放电破坏。因此，在做晶片元件的防护设计时，由电路设计的连接方式下，一种顺偏设计的持续电流放电现象，及另一种逆偏具有反转(Snapback)特性之电压瞬间导通现象，两者必需同时考量。
     在静电放电元件的选用上，首要必需知道它所要保护的对象是谁？一般至少会使用与被保护电路同电压特性或同制程参数特性的元件来做为静电放电防护元件。而且，必需判断其设计参数是否都比欲保护的电路元件都还来得容易导通，万不能有受保护电路比静电放电防护电路还容易导通的情形。除非内部电路就是静电放电防护电路，那么外部的静电放电电路就变成辅助用的情形。但这样的设计下，还必需注意到这个内部电路的电源部份如何连接，会不会造成静电放电流往内部乱窜的情形。也要注意所选用的静电放电防护元件与内部电路在瞬间导通下的触发特性，以及内部电路在受到静电放电冲击后，它的可靠度是否已受影响。特别是在系统的设计上，若使用功能性晶片直接做为系统接口之静电放电防护使用，那它是否具有系统级的静电放电防护能力及可靠性，总不能在受到一两次的静电放电冲击后，晶片的使用寿命就只剩几天。然而多数的功能性晶片之制程，不会针对系统级的静电放电现象做考量，在晶片受到系统级的静电放电后，会有许多金属及半导体的电迁移(Electromigration, EM)现象发生，而造成产品可靠度的问题。针对元件暂态导通状态下的特性，有一些重要的参数分别定义在Fig. 11 中，理想的静电放电防护元件的暂态导通电压，必需小于欲保护的对像之被破坏电压，如输入端元件闸氧化层(Gate Oxide)的暂态崩溃电压，及内部元件接面(Internal Junction)的暂态崩溃电压。而且在正常工作状态下，其持有电压必需大于工作电压，但注意这里是工作状态，因此不是由Fig. 11中的暂态特性来判读，必需使用考量电栓锁(Latch-Up)效应时的高功率可程式波形记录器(Curve Tracer, Tektronix 370)量测设备，用此设备所量到的结果做为依据才是准确的。所以在Fig. 11 中使用传输线触波所量测的暂态特性中，所要讨论的静电放电防护特性中，第一个要注意的要点，就是它的触发电压(Triggered Voltage)，必需小于欲保护元件的崩溃点。如Fig. 12(a) 中的静电放电防护元件，虽然它有极佳的静电放电耐受力，但它的触发电压远比欲保护的闸极氧化层及扩散层接面的崩溃电压还要高，所以它的防护能力却是完全没有，因此它是无法做为静电放电防护使用。其次是它的钳制电压(Clamping Voltage)，所谓的钳制电压的定义，必须先有目标静电放电触发电流(Target ESD Current)值。目标静电放电触发电流的需求是来自于静电放电模型中，例如以人体静电放电模型(Human Body Model, HBM)中，它乘上1.5K欧姆的阻值，就是人体静电放电模型中的静电放电电压了。以2KV的人体静电放电模型而言，目标电流值就是1.33A了；但若是系统级的静电放电模型，那么同样2KV的静电放电模型而言，它的目标电流值直接就由规范中可以得到，那就是7.5A了，这相当于元件级人体静电放电模型中的11.25KV之能量了。系统级与元件级的人体静电放电之测试规范有很大的差异存在，这是很多晶片设计公司与系统公司经常鸡同鸭讲的迷失。由目标电流值所对应到传输线触波量测的电流-电压特性曲线中的电压值，就是所谓的钳制电压。钳制电压设计过高的情形就如Fig. 12(b) 所示，由图中可以发现防护元件的钳制电压比闸极氧化层的崩溃电压还来得低，但比接面电位暂态导通后的电位来得低，因此它仅能做为接面的防护，不能做入输入闸极的防护。在此还有前面常提到的暂态导通电阻(Ron)，当元件特性类似时，导通电阻越小，通常本身都会承现出较佳的静电放电耐受能力，如Fig. 12(c)与Fig. 12(b) 中的静电放电防护元件，虽然触发电压是Fig. 12(c) 优于Fig. 12(b) 中的防护元件，但因它的导通电阻太高，以致于它的防护能力远比Fig. 12(b) 还来得差，甚至达不到目标值。而最不良的设计出现在 Fig. 12(d) 中的防护元件特性，已不知是内部元件在保护静电放电防护元件，还是静电放电防护元件在保护内部电路了！当以上防护要素都符合后，最后才是在比较所谓的二次崩溃电流，它是静电放电防护元件最终所能承受的最大电流。在正确的设计下，产品的静电放电耐受能力，应该就是要由它决定了。

在了解了传输线触波产生的工作原理后，对于所量测到的待测元件电流-电压特性图以及在测试中的电压、电流波形，就可以进一步探讨待测元件的结构及在触波下的暂态电气特性。而深入了解半导体元件的固态特性，再介由传输线触波产生器量测到的这些资讯，也就能更深入了解元件设计上的问题。而在电路的设计上，也能充分利用这些量测资讯，使用比较的方式，在顺偏及逆偏设计的同时考量下，更能应用在晶片电路或是系统电路的静电放电防护设计上，让产品对于静电放电防护具有更佳可靠度的耐受能力。

     在了解了傳輸線觸波產生的工作原理後，對於所量測到的待測元件電流-電壓特性圖以及在測試中的電壓、電流波形，就可以進一步探討待測元件的結構及在觸波下的暫態電氣特性。而深入了解半導體元件的固態特性，再介由傳輸線觸波產生器量測到的這些資訊，也就能更深入了解元件設計上的問題。而在電路的設計上，也能充分利用這些量測資訊，使用比較的方式，在順偏及逆偏設計的同時考量下，更能應用在晶片電路或是系統電路的靜電放電防護設計上，讓產品對於靜電放電防護具有更佳可靠度的耐受能力。